詳解電子負載mos管原理及mos管在其中的應用-KIA MOS管
信息來源：本站 日期：2018-09-17
直流電子負載是控制功率MOS管的導通深度，靠功率管的耗散功率（發熱）消耗電能的設備，它的基本工作方式有恒壓、恒流、恒阻、恒功率這幾種。下文講述直流電子負載恒流模式原理。在恒流模式下，不管輸入電壓是否改變，電子負載消耗一個恒定的電流。
電子負載是利MOS的線性區，當作可變電阻來用的，把電消耗掉。MOS管在恒流區（放大狀態）內，Vgs一定時Id不隨Vds的變化而變化，可實現MOS管輸出回路電流恒定。只要改變Vgs的值，即可在改變輸出回路中恒定的電流的大小。
采樣電阻Rs、運放構成一比較放大電路，MOS管輸出回路的電流經RS轉換成電壓后，反饋到運放反向端實現控制vgs，從而MOS管輸出回路的電流。當給定一個電壓VREF時，如果Rs上的電壓小于 VREF，也就是 運放的-IN小于+IN，運放加大輸出，使MOS導通程度加深，使MOS管輸出回路電流加大。如果 Rs 上的電壓大于 VREF時，-IN大于+IN，運放減小輸出，也就MOS管輸出回路電流，這樣電路最終維持在恒定的給值上，也就實現了恒流工作。
下面推導Id的表達式：
Un=Is*Rs
Up=Un=Uref
Uref=Is*Rs
Is=Id-Ig
對于MOS管，其輸入電阻很大，Ig近似為0，則：
Id=Is=Uref/Rs
由此可知只要Uref不變，Id也不變，即可實現恒流輸出。如果改變 UREF就可改變恒流值，UREF可用電位器調節輸入或用DAC芯片由MCU控制輸入，采用電位器可手動調節輸出電流。若采用 DAC輸入即可實現數控恒流電子負載。
基本原理：MOS和電阻Rs組成負反饋電路，MOS管工作在恒流區，運放同相端調節設定恒流值，MOS管的電流在電阻Rs上產生壓降，反饋到運放反向端實現控制輸出電流。R1、U2構成一2.5V基準電壓源，R2、Rp對這2.5V電壓分壓得到一參考電壓送入運放同相端，MOS管輸出回路的電流Is經Rs轉換成電壓后，反饋到運放反向端實現控制vgs，從而控制MOS管輸出回路的電流Is的穩定。電容C1主要作用有2個，一方面是消雜波，另一方面也是對運放輸出的梯波進行補償，使得電壓變化速度減緩，盡量減少mosfet的G極電壓高頻變化引發振蕩的可能。
下面給出各種參數的表達式：
Uref=2.5*（Rp’/(R2+Rp)）
其中Rp’為Rp抽頭對地的電阻
Is=Uref/RS=2.5*（Rp’/(R2+Rp)）/Rs
當Rp抽頭在最上端時，Uref、Is有最大值
Urefmax=2.5*（Rp/(R2+Rp)）
Ismax=Urefmax/RS=2.5*（Rp/(R2+Rp)）/Rs
如果已知最大電流Is可用
Rs=Urefmax/RS=2.5*（Rp/(R2+Rp)）/Ismax
按圖中元件參數計算，可以得到
Urefmax=2.5*（4.7/(27+4.7)）=0.37v
Ismax=Urefmax/RS=2.5*( Rp/(R2+Rp)）/Rs = 2.5*（ 4.7/(27+4.7)）/0.1=3.7A
即圖中電路最大恒流值約為3.7A。
電子負載mos管是靠功率管的耗散功率（發熱）消耗電能的，流經MOS管電流過大會導致耗散功率過大，容易燒壞MOS管。為此可以采用多管并聯的方式來均分電流。由于元件具有離散性和差異性，流經每個MOS管的電流實際并不一致，可以在電路中加入均流電阻，圖中R4、R5、R6、R7為均流電阻。注意，在這種電路中，按上文式子計算出來Rs是總電阻，Id是總電流。
其實上圖是有缺陷的：一是不能很好解決每個MOS電流的不一致的問題，二是運放的輸出能力有限，不能驅動多個MOS管。每個MOS管獨立用一套運放驅動即可解決。
在這一電路中，按上文式子計算出來Rs是總電阻，Id是總電流。
在恒壓模式下，電子負載將消耗足夠的電流來使輸入電壓維持在設定的電壓上。
電壓工作模式的情況與電流模式相同,只不過檢測的變量是輸出電壓, 這一輸出電壓是經過電阻R1、R2分壓得到的。檢測出的電壓（R14兩端）被反饋到運放的同相輸入端, MOS管再次工作在線性區。
如圖所示，Vref為參考電壓值，Uf為功率控制電路的反饋電壓值。
當Uf>Vref時，運放加大輸出，MOS管導通程度加深，使得MOS管輸出回路上的電壓下降；
當Uf<Vref時，運放減小輸出，MOS管導通程度減小，使得MOS管輸出回路上的電壓升高，最終維持在一恒定的值。
通過改變Vref的值，可以使電壓改變，并恒定。
恒壓值U=Vref *((R1+R2)/R2)
由Vref=Ur2=U *(R2/(R1+R2)) 可以推導出。
在定電阻模式下，電子負載被等效為一個恒定的電阻，電子負載會隨著輸入電壓的改變來線性改變電流。
如圖所示，Uin為外加信號，調節滑動變阻器R17設定閾值電壓，當Uin改變時，負載R50上的電流也會隨之線性變化；
因為U+ = U-
U+=Uin*R17下/（R16+R17）
U-=Iin*R50
所以Uin/Iin=R50*（R16+R17/R17下
可以看到輸入電壓與輸入電流呈現線性變化，并可通過滑動變阻器R17手動設置電阻值。
例如，Uin =3sin10t, R17下=20K,則Iin=3sin10t；
Uin =3sin10t, R17下=10K,則Iin=6sin10t；
固定滑動變阻器R17后，對應某一時刻而言，電壓的變化，引起了電流的變化，且其比值固定不變。
一般設計人員都用直流電子負載來測試電源, 如太陽能陣列或電池, 但商用直流電子負載很昂貴。其實只要將功率MOSFET在其線性區內使用, 就可制作出自己的直流電子負載( 圖1) 。該負載采用兩個簡單的反饋回路。MOS管( IRF1502n2222a) 用作一個穩流模式下的電流源或穩壓模式下的電壓源。設計人員在描述電壓源的特性時都使用穩流模式, 因為在穩流模式下, 電源必須提供電子負載中設定的電流值。設計師都將穩壓模式與電流源一起使用, 因為穩壓模式會迫使電源在負載設定的電壓下工作。
圖1 直流電子負載圖
如圖1所示, 在電流模式下, RSHUNT 檢測I LOAD, 檢測得到的電壓反饋給運算放大器IC1A的反相輸入端。由于運算放大器的直流增益在線性反饋工作區內很高, 反相輸入端保持與非反相輸入端相等, 即相當于VIREF。放大器產生自己的輸出值, 以使MOSFETQ2和Q3 工作于線性區, 因而會消耗電源的功率。源極電流值與電流環基準VI REF成正比,即ILOAD=VI REF/RSHUNT可利用一個連接到穩定電壓基準上的電阻分壓器設定VIREF，VI REF, 或者使用來自一個基于PC的I/O卡的D/A轉換器輸出,以實現靈活的配置。電壓工作模式的情況與電流模式相同, 只不過檢測的變量是輸出電壓, 這一輸出電壓是經過分壓器RA/ RB 衰減的, 所以電子負載的工作電壓比運放電源電壓高。
檢測出的電壓被反饋到IC1B的非反相輸入端, MOSFET再次工作在線性區。負載電壓VLOAD=VVREF×(RA+RB)/RB。CA3240型雙運放IC1可以在輸入電壓低于負電源電壓的情況下工作, 這對單電源供電非常有用, 然而,如果有對稱電源,那就可以采用任何運放。繼電器K1通過一根驅動Q1的數字控制線來切換工作模式。MOSFET 是至關重要的; 你可以增加這個并聯使用的IRF150器件, 以提高電流承受能力, 因IRF150 具有正的溫度系數, 從而可均衡流過兩只并聯MOSFET的電流。由于電路中使用兩只MOSFET, 電子負載可承受10A電流, 功耗大于100W, 所以使用一只散熱器和小風扇是個好主意。
本電路適用于描述有兩種電源模式的光伏電池模塊的特性。采用本電路和基于PC的設置時, Helios公司的一種光伏電池模塊的I-V特性曲線表明有一個區在VMPP ( 最高點的電壓) 以上, 在VMPP 這一電壓下, 陡峭的過渡與一個電壓源相對應( 圖2) 。在低于VMPP的電壓下, 光伏電池模塊猶如一個電流源。一般情況下, 用個簡單的電流模式電子負載描述I - V 特性曲線這一平坦區的特性是很困難的, 因為電壓輸出對電流的微小變化很敏感,因此, 恒定電壓模式負載就是一種較好的選擇。
圖2 光伏電池模塊的I V特性曲線
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